使用基于LED的户外照明的宽带信息广播

集成电路（见同上一）。所需LED量的巨大关联性很易于暗示为这里再考虑的磷LED的发光和爆冷度略较差十倍以上。

左图之前结果显示了左图形用户界面微小的节约能引分布区。由于两种情况下的几何势能，在左图之前只再考虑了左图形用户界面微小的左下角（以及所有此同上的等较较差线左图）。在这两种情况下下，能够星体跨度都受益了受受限制，三角形的主要以外至不算接纳400lx，因此简便作为工作场所。

亮LED的原始数据终端

在发送到微小的任何一点的节约能引包括来自LED集成电路的遮蔽（LOS），以及从墙壁或小房外内的物体反射的作出贡献。LOS作出贡献的通道叛离可以用两者二者之外对论性波形建模，而漫射以外可以用积分球数学模型同上示。一个两者二者之外位为3的聚光和器（120FOV），再加上一个不能通带衰减的粉红色光和五音过滤，加起来的有效总长度为厘米。这对整体的系统工程来说是虚幻的。尽管如此，光和小波的通带覆盖了整个亮区外，我们只侦测UMD和，因此，可以常用光和五音宽度较为窄的小波（nm），从而大大减不算四周光和线的严重影响。根据所常用的数学模型，轴对称发送到器的两者二者之外位在小房外的任何区域内都是不规则分布的，只取决于和小房外的属性（小房外总长度和略高于反射部将）。

截止频部将，取决于小房外的属性，对于一个之前等大小不一的小房外来说，大约是10MHz。然而，正如下文所示，游离含有对整个通道频宽不能引人注意的严重影响。小写字母外依赖性（ISI）引于发射成功发送到器的多径探测（通过缆线和气体），并受限制了终端速度。小写字母外依赖性的大小不一取决于所选择的终端计划（小房外属性、墙壁上发射成功器集成电路的分布区和集成电路本身的属性）。我们断言，对于每个提交的小写字母，所有驶出发送到器的发送到器的提早都不算于了小写字母周期的一半。在第一个发送到器在此之后，所有驶出发送到器的发送到器都不会对ISI消除严重影响。因此，之后获得的光和发送到器额定功部将为（2）

鉴于终端发送到器的频宽被受限制在20MHz（LED频域频宽），贝特克朗小写字母周期被受限制在25ns，如果终端的原始数据小写字母经历的提早极小12.5ns，ISI就不会起因。在较为虚幻的情况下下，当滚降formula_为的升傅立叶波形时，当提早极小18ns时就不会起因ISI。我们研究工作了在所介绍的情况下下起因ISI的可能不会性。两个光和学LOS方向上二者之外的较大提早是由发送到机FOV，以及终端和左图形用户界面微小二者之外的距离决定。在我们的范例之前，仅有由各有不同光和学LOS方向上消除的ISI是不存在的。

然而，当所有的LED被并行液压时，情况下就是这样。从一个共同的之后分配点到每个LED集成电路的电发送到器方向上的巨大关联性也不会导致ISI。两个集成电路二者之外的缆线每条的小于关联性，我们可以短期内ISI的起因，得出结论结论的是（3）断言通过气体的较大提早，在提较较差傅立叶整形的情况下下，这个临界系统工程差不算于2.8米（贝特克朗小写字母周期为1.6米）。如果不算于这个方向上差，就不会起因ISI，我们可以短期内对除此以外的以太网消除重大严重影响。因此，将较大的东芝方向上差作为一个要求设置在两者二者之外位建筑设计上是有意义的。这个几米的公差不应是很易于借助的，除此以外是在计划B之前。

例如，一个不便的之后分配点可以在墙壁的之前心，通往四个点亮。因此，断言一盏点亮内的集成电路同时被液压是很虚幻的。在计划A之前，须要的系统工程将较为具挑战性。这就是为什么计划B比计划A较为虚幻的原因之一，除了它必需的LED量较不算之外。因此，我们的再进一步研究工作将主要基于计划B。为了未确定通过轴对称而来的发送到器的严重影响，我们受益了左图形用户界面微小总通道的3dB频部将，根据公式(4)可以观察到，方法而在某种程度上揭示了两种计划的墙壁建筑设计（即计划A的最简单频宽是两者二者之外当不规则的，而计划B的频宽发生变化大得多。此外，可以赞同的是，任意的频宽方法而是来自各有不同集成电路（即点亮）的LOS发送到器两者二者之外的灾难性和建设性依赖性的结果。在这两种情况下下，最简单频宽的跨度都差不多不算于20兆赫（在左图形用户界面上垫底的右方，小于频部将为90兆赫，在计划A和B之前都是如此）。

因此，在感兴趣的频宽上，两者二者之外位可以被普遍认为是三角形的，ISI的严重影响可以被忽略。在须要的陪伴下，所有的LOS发送到器含有在大概一半的小写字母时外内驶出发送到器，轴对称的严重影响被整个小房外的爆冷LOS光和所抑制。然而，即使是ns，在墙壁很较较差的大小不一房外里（如不秘书处），有可能不会不会遇到ISI，因为光和路的关联性对于小写字母每条来说是相当举足轻重的。

倍数得注意，即使两者二者之外位在20MHz以上是平坦的，LED在这个频部将上的频域叛离将比零点较差约3dB，因此将决定虚幻系统对之前的频部将叛离。为了简单起见，我们在本文的事件调查之前忽略了这种严重影响，这导致了对结果的明显较较差估。在基于三子时域的系统对之前，这个疑虑将被反之亦然，例如，可先突显较较较差频部将的终端额定功部将五音或为其之后分配较较差的频域顺序。

我们断言所有的LED都由两者二者之外同的（电）发送到器液压。由于计划B之前点亮二者之外的东芝方向上关联性的公差来得大，我们断言系统工程在这个公差在世界上。然后，在一个三角形通道之前，之后获得的光和发送到器额定功部将是来自所有发光和集成电路的额定功部将之和。对于各种各种类型来说，它较为易于被当作一个举例，，和一个虚拟通道，，这是所有LOS两者二者之外位的总和。我们将详见原始数据压缩（SNR）定义为光和电继电器消除的总电发送到器额定功部将（还包括直迳分量）不算于AN额定功部将的频宽（20MHz）。硅基光和电继电器的叛离部将在粉红外是A/W。主要的两者二者之外位作出贡献被普遍认为是来自于窗户的自然环境光和的射击两者二者之外位。作为一种若有的情况下，再考虑了5.8W/(nmcm)的光亮天空辐可视。

左图之前结果显示了在系统工程建筑设计在而无须在世界上的情况下下，计划B在左图形用户界面上的分布区，同上I之前总结了这些数倍数。由于原始数据压缩都受ISI的严重影响，而且可视也来得较较差，所以，在整个三角形上保有在60dB以上。为便于来得，，还算出了若有情况下下的系统工程情况下，当发送到器从四个点亮之前的三个驶出发送到器时，不会引起ISI，并在左图之前结果显示。在这种情况下下，即为

（5）可以显露出，东芝方向上每条的各有不同不会导致，从而受限制了以太网。很引人注意，在工作三角形的之前心右方，下降略为较大，在这里，导致ISI的三盏点亮的严重影响较大。因此，通过系统工程建筑设计来认识到是相当有意义的。

在我们的系统对之前，发送到器频宽被LED的频域频宽受限制在20MHz。如果意味着滚降formula_为的较较差傅立叶波形，只有在常用频宽有效的频域PNG时才能借助远较较差于30Mbit/s的比特部将。由于光和无线系统对的爆冷度频域/同样侦测（IM/DD）各种类型，十分相似高水平的波形振幅频域（PAM）是一种在电路建筑设计终端之前，QAM是一种节省频宽的频域PNG。然而，从电三子互联法则论之前可以显露出，在两者二者之外同的误码部将下，QAM必需比PAM（也比PSK）较为较差的原始数据压缩，断言两者二者之外同的频域顺序，但这种各种类型的频域只有在我们的系统对之前常用三子时域频域才有可能不会。在下文之前，我们量化和来得了电路建筑设计终端（常用PAM）和三子时域终端（基于DMT与QAM结合体）的机动性。

左图之前结果显示，原始数据压缩可以不算于70dB的较较差高水平。对于如此较较差的原始数据压缩倍数，由非不两者二者之外关的亮LED发射成功的光和额定功部将的随机光和学颤抖显得很引人注意。在我们的范例之前，前者是THz。断言计算频宽约为40MHz，得出结论的原始数据压缩为69dB，即在整个区外内在光和可视不算于400lx时，除此以外的原始数据压缩被受限制在69dB左右。

左图之前结果显示了一个PAM终端计划，LED被一串PAM小写字母所频域。为了这样的话液压光和线（即维护略高于光和额定功部将为），小写字母振幅必需透过缩放。鉴于该formula_，展现单调的递减给定，显然，对于较为较较差的或两者二者之外同的原始数据压缩必需较为多的额定功部将，即额定功部将效部将下降了。这个formula_仅仅上代同上者了略高于极限倍数和峰倍数极限倍数二者之外的比部将。

为了支持上述结论，透过了蒙特卡洛各种各种类型，并将各种各种类型受益的误码部将与用纹理的误码部将透过了来得。在各种各种类型之前，意味着了与众不同的并行和决策基频。由于发送到三角形的最简单原始数据压缩相当较较差，蒙特卡洛如果用任意的给定透过各种各种类型，就不会再考虑相当较较差的频域n-或相当较差的误码部将，这反过来又不会导致算出方法中的量过大。因此，和，断言LED集成电路的光和额定功部将小10倍（导致原始数据压缩降较差20dB），透过各种各种类型。从法则论和各种各种类型之前推断出的误码部将被断定差不多大概5%。这种关联性是由于各种各种类型小写字母错误的量被算出有用性受限制在100个左右的事实。然而，这种关联性是在90%的概率分布在世界上的。

在消退两者二者之外位之前，三子时域频域增爆冷了系统对的稳健性。另一各个方面，在光和学无线系统对之前，将发送到器频五音从直迳清空可以缺不算较为好的鲁棒性，以抵御自然环境光和两者二者之外位和红外和节约能引的依赖性，这在直迳一处除此以外极端。除此以外是，DMT是一种两者二者之外同各种类型的频域系统工程，不具备较较差频宽效部将，本质上两处理ISI，意味着在发送到器上透过简单的均衡，并且可以基本上通过数字发送到器两处理借助。

如左图所示，在Tx，输入原始数据被分为几个两条线迳，它们将被字符并印在各有不同的三子时域上。然后，这些原始数据通过格雷字符的协助被等价到QAM小写字母。一个DMT小写字母通过数字发送到器两处理构成，并用作同样频域操作引。在反快速傅里叶DFT的输入两处IFFT块，共轭对称是对QAM小写字母矢量的爆冷制执行，以维护实倍数的频域发送到器。这意味着，对于独立的三子时域（IFFT块的第一个输入有所不同于dc，不载运任何原始数据），一个IFFT块是充分的。

在侦测和DMT解调在此之后，三子时域被实质上两处理。在两者二者之外位估计在此之后，原始数据被均衡化（例如，与反两者二者之外位formula_平方和）。对于一个不具备独立三子时域和-QAM等价的系统对，每个三子时域的原始数据压缩将是三子时域量的给定和。有所不同于略高于极限倍数（即发送到器振幅的平方略高于倍数）和略高于光和额定功部将（即发送到器振幅的略高于倍数）的平方二者之外的比部将。这种法则将导致一定量的削波两者二者之外位，除此以外是对于较差量的三子时域。目前将要研究工作对削波高水平的优化。为了维护光和线两处的削波可以两者二者之外比之下，我们断言各个三子时域上的略高于发送到器略为之和为。

同样，我们可以根据所选的系统对误码部将和，未确定QAM频域的较大顺序。两者二者之外应的清净终端部将也将取决于可逆位数的断言每条。在左图之前，得出结论结论了每个三子时域的较大比特数，以及两者二者之外应的以太网。我们还对DMT系统对透过了各种各种类型，也断定它们与左图之前的理论上差不多大概5%，所选择的可逆预言每条是足以的，因为两者二者之外位记忆（在所再考虑的情况下下算出出的每条为5.5微控制器）差不多较差于25微控制器的频域每条。因此，这两种法则二者之外的决定必须根据自然环境（两者二者之外位和ISI）和所需的系统对有用性来做出。

尽管QAM结合DMT比PAM较为有用，但在两者二者之外同的光和原始数据压缩下，它能缺不算稍较较差的较大原始数据速部将，而且在两者二者之外位各个方面较为稳健。在实践之前，我们还不应着力建立一个灵活的系统对，在ISI退化的自然环境之前不具备鲁棒性，例如，大型演讲厅。ISI不会降较差某些频部将上的两者二者之外位叛离。在电路建筑设计终端的情况下下，整个两者二者之外位的机动性被破坏（不能任何均衡），因此所消除的原始数据压缩可以引人注意降较差。例如，在一个桥段之前，总发送到额定功部将的10％被提早，足以增进ISI，它可以同上明，原始数据压缩将在约20分贝的在世界上意味着。在这种情况下下，DMT可以借助较为好的机动性，接近左图之前的数倍数。在退化只严重影响到一些零星频部将的情况下下，只有一些三子两者二者之外位不会用到机动性下降，而其余的三子两者二者之外位仍不会有较较差原始数据压缩。如果在整个频段上的叛离下降，那么可以调动频DMT，即用各有不同的QAMn-频域三子时域，但要看每个三子时域的原始数据压缩。

研究工作总结

同时常用亮LED透过节约能引和原始数据终端再一消除协同效应，这在研发之前越发受到注目。我们不太可能不会同上明，当侦测时抑制光和学光和五音的闪光和以外时，种产品LED的频域频宽可以提较较差到MHz。从节约能引常规之前明确规定的不秘书处节约能引要求启程，我们事件调查了一个之前型小房外数学模型之前除此以外的终端部将。断言系统工程是在一个舒适的公差在世界上收尾的，由于通过许多遮蔽路由器分布区的较较差光和额定功部将，终端通道可以被普遍认为是在感兴趣的频宽上是三角形的。

对电路建筑设计PAM和QAM的DMT频域的系统对机动性透过了来得。结果断定，这两种系统工程的除此以外速部将是两者二者之外当的，在几百兆比特/秒的区外内。可此同上半年，DMT的压倒性在ISI降较差的自然环境之前甚至较为加引人注意。量化性断言是蒙特卡洛各种各种类型证实了这两种方法而的结果。

尽管DMT系统对较为为有用，但它可以通过常规的FPGA和DSP单元基本上借助。在实践之前，我们下半年通报的大原始数据压缩倍数将受到发射成功器和发送到器的任意受限制，要充分量化较较差速亮无线终端的仅仅潜质，必须透过经验性事件调查。

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